PCB에서는 여러 가지 요인으로 인해 EMI가 발생할 수 있습니다. 예를 들어 무선 주파수 전류, 공통 모드 전압, 접지 루프, 임피던스 불일치 및 자속. EMI를 제어하려면 이러한 원인을 단계별로 학습하고 보드에 어떤 영향을 미치는지 확인해야 합니다. 전자기 이론에서 수학을 공부하면 됩니다. 하지만 그 길은 길고 어렵습니다. 대부분의 엔지니어에게는 명확하고 간단한 단어가 더 유용합니다. 이 기사에서는 PCB의 “전기장 소스”, 맥스웰 방정식 사용 방법, 자속을 최소화하는 아이디어에 대해 다룹니다.
1. 전기장의 소스
1.1 전기 쌍극자 모델(시간 가변)
전기장의 소스는 종종 시간에 따라 변하는 전기 쌍극자로 모델링됩니다. 이것은 자기 소스의 반대 개념입니다. 전기 쌍극자는 시간에 따라 변화하는 두 개의 가까운 반대쪽 점 전하를 의미합니다. 쌍극자의 두 끝은 전하의 변화를 나타냅니다. 이는 전류가 쌍극자의 전체 길이를 따라 흐르기 때문에 발생합니다. 발진기 신호로 종단되지 않은 안테나를 구동하여 전기 소스를 모델링할 수 있습니다. 이 회로는 전원이 어떻게 작동하는지 보여줍니다. 그러나 저주파 회로 아이디어만으로는 설명할 수 없습니다.
신호 전파 속도는 무한하지 않다는 것을 잊지 마세요. 속도는 비자성 물질의 유전 상수에 따라 달라집니다. 속도는 유한하기 때문에 RF 전류가 회로에 나타납니다. 사람들은 때때로 전선이 모든 지점에서 동일한 전압을 가지며 회로가 매 순간 항상 균형을 이룬다고 가정합니다. 하지만 RF에서는 그렇지 않습니다.
1.2 전자기장에 영향을 미치는 주요 요인
전기 쌍극자의 전자기장은 네 가지 요소에 따라 달라집니다:
- 루프의 전류 진폭입니다: 필드는 쌍극자에 흐르는 전류에 비례합니다.
- 다이폴 극성 및 측정 안테나: 다이폴의 극성은 측정 도구의 안테나 극성과 일치해야 합니다. 이것은 자기 소스와 같습니다.
- 쌍극자 크기: 필드는 현재 요소의 길이에 비례합니다. 그러나 선의 길이는 파장의 일부에 불과해야 합니다. 다이폴이 클수록 안테나에서 측정된 주파수가 낮아집니다. 주어진 크기에 대해 안테나는 특정 주파수에서 공진합니다.
- 거리: 전기장과 자기장은 서로 연결되어 있습니다. 그 강도는 거리에 따라 달라집니다. 원거리 필드에서는 루프(자기) 소스와 같은 동작을 하며 전자기 평면파를 볼 수 있습니다. 점 소스에 가까울수록 자기장의 거리 의존성이 더 강해집니다.
1.3 근거리 필드와 원거리 필드 관계
근거리 장과 원거리 장에는 자기 부분과 전기 부분이 모두 포함됩니다. 모든 파동은 전기적 부분과 자기적 부분을 결합합니다. 이 혼합이 바로 포인팅 벡터입니다. 사실 순수한 “전기파” 또는 “자기파”만은 존재하지 않습니다. 몇 파장 떨어진 작은 안테나의 경우 파면이 평면처럼 보이기 때문에 우리는 평면파를 측정할 수 있습니다.
작은 그림이 도움이 될 수 있습니다. 여기에는 파동 임피던스와 거리가 표시됩니다. 라벨에는 파동 임피던스, E = 1/r, H = 1/r²인 전기장 우세 영역, Z = 377Ω인 평면파, 점근선, 실수형, 자기장 우세 영역, 전이 영역, 근거리 필드 H = 1/r³, E = 1/r², 원거리 필드, 수평축 0.1, 0.5, 1.0, 5.0이 표시될 수 있습니다.
이 보기는 안테나가 보는 물리적 “프로파일”입니다. 강에 돌을 던져 잔물결을 보는 것과 같다고 생각하면 됩니다. 장은 점 소스에서 빛의 속도로 방사됩니다. 속도는 유전 상수에 따라 달라집니다. 전기장의 단위는 V/m입니다. 자기장의 단위는 A/m입니다. E와 H의 비율은 자유 공간 임피던스입니다. 자유 공간의 평면파의 경우 파동 임피던스 Z₀는 일정합니다. 거리나 포인트 소스에 의존하지 않습니다. 자유 공간의 평면파는 평방미터당 와트 단위로 에너지를 전달합니다.
1.4 노이즈 커플링 및 일괄 컴포넌트 모델
대부분의 맥스웰 방정식 사용 시에는 노이즈 커플링을 동등한 덩어리 구성 요소로 모델링합니다. 예를 들어, 두 도체 사이의 시간에 따라 변하는 전기장은 커패시터와 같습니다. 동일한 두 도체 사이의 시간에 따라 변하는 자기장은 상호 인덕턴스와 같습니다. 그림은 이 두 가지 노이즈 결합 경로를 보여 줍니다.
이러한 노이즈 모델이 정확하려면 신호 파장에 비해 회로가 작아야 합니다. 그렇지 않은 경우에도 덩어리 구성 요소 모델을 사용하여 EMC를 설명할 수 있습니다. 왜 그럴까요? 맥스웰 방정식은 복잡한 경계로 인해 많은 실제 사례에 적용하기 어렵기 때문입니다. 덩어리 모델이 대략적으로 정확해 보인다면 유용합니다. 대부분의 개별 컴포넌트는 일반적으로 안정적으로 작동합니다.
수치 모델이 시스템 매개변수에서 노이즈가 어떻게 발생하는지 항상 보여주는 것은 아닙니다. 모델이 답이 될 수 있지만 시스템 매개변수를 알 수 없거나, 찾을 수 없거나, 보이지 않을 수도 있습니다. 사용 가능한 모델 중에서 일괄 구성 요소 모델이 가장 실용적인 선택인 경우가 많습니다.
1.5 PCB 레이아웃의 중요성
이 이론을 연구하는 이유 PCB 레이아웃? 간단한 대답은 전자기장이 어떻게 만들어지는지 알아야 한다는 것입니다. 그러면 PCB의 RF 필드를 줄일 수 있습니다. 즉, 회로에서 RF 전류를 줄여야 합니다. RF 전류는 신호 분배 네트워크에 연결되어 우회 및 결합됩니다. RF 전류는 최종적으로 고조파 및 기타 디지털 신호 콘텐츠를 형성합니다. 신호 분배 네트워크는 가능한 한 작아야 합니다. 그러면 RF 리턴 전류 루프의 면적이 줄어듭니다. 바이패스와 커플링은 큰 전류와 관련이 있으며 배전 네트워크를 통해 발생해야 합니다. 정의상 배전 네트워크에는 넓은 RF 리턴 루프 영역이 있습니다.
2. 맥스웰 방정식 적용하기
2.1 맥스웰 방정식과 옴의 법칙 연결하기
위에서 맥스웰의 기본 아이디어를 소개했습니다. 그렇다면 이 물리학 및 미적분 지식을 PCB의 EMC에 어떻게 적용할 수 있을까요? PCB 트레이스에 사용하려면 맥스웰의 방정식을 단순화해야 합니다. 맥스웰의 방정식을 옴의 법칙에 연결할 수 있습니다.
시간 영역에서의 옴의 법칙:
V = I × R.
주파수 영역에서의 옴의 법칙:
V_rf = I_rf × Z.
여기서 V는 전압, I는 전류, R은 저항, Z는 임피던스(Z = R + jX)입니다. rf는 무선 주파수 에너지를 의미합니다. 임피던스가 고정된 PCB 트레이스에 RF 전류가 존재하면 RF 전압이 생성됩니다. RF 전압은 RF 전류에 비례합니다. 참고: 파형 모델에서 R은 Z로 대체되며 Z는 복소수입니다. 저항(실수)과 리액턴스(가상)가 있습니다.
2.2 전선/PCB 트레이스의 임피던스 공식
임피던스를 작성하는 방법은 평면파 임피던스를 볼 것인지 회로 임피던스를 볼 것인지에 따라 여러 가지가 있습니다. 전선이나 PCB 트레이스의 경우 다음을 사용합니다:
각도 주파수:
ω = 2πf.
유도 리액턴스:
X_L = 2πfL.
용량성 리액턴스:
X_C = 1 / (2πfC).
임피던스:
Z = R + jX_L + 1/(jX_C) = R + jωL + 1/(jωC).
페라이트 비드 온 리드, 저항기, 커패시터 또는 기생이 있는 장치와 같이 부품에 알려진 저항과 인덕턴스가 있는 경우 주파수에 따라 임피던스가 변한다는 점을 고려해야 합니다.
2.3 현재 경로 선택 메커니즘
몇 kHz 이상에서는 일반적으로 리액턴스가 R보다 커지지만 항상 그런 것은 아닙니다. 전류는 임피던스가 가장 작은 경로를 선택합니다. 몇 kHz 이하에서는 저항이 가장 작은 경로일 수 있습니다. 몇 kHz 이상에서는 리액턴스가 지배할 수 있습니다. 많은 회로가 kHz 이상에서 작동하므로 “전류는 저항이 가장 적은 경로를 선택한다”는 단순한 생각으로는 더 이상 전송 라인에서 전류가 흐르는 방식을 완전히 설명할 수 없습니다.
10kHz 이상의 전류를 전달하는 도체의 경우 전류는 임피던스가 가장 낮은 경로를 선택합니다. 부하 임피던스가 전선, 케이블 또는 트레이스에 연결되고 전송 경로의 병렬 커패시턴스보다 큰 경우 인덕턴스가 우세합니다. 연결된 모든 전선의 단면적이 비슷한 경우 루프 면적이 가장 작은 경로의 인덕턴스가 가장 작습니다. 루프 면적이 작을수록 인덕턴스도 작아집니다. 따라서 전류는 그런 식으로 흐릅니다.
2.4 RF 에너지에 대한 트레이스 인덕턴스의 영향
모든 트레이스에는 유한한 임피던스가 있습니다. 트레이스 인덕턴스는 RF 에너지가 PCB에 존재할 수 있는 유일한 이유입니다. 실리콘 칩과 실장 패드 사이의 긴 본드 와이어도 RF 에너지를 유발할 수 있습니다. 특히 트레이스가 긴 경우 보드의 라우팅은 높은 인덕턴스를 만들 수 있습니다. 트레이스가 길다는 것은 왕복 길이가 길다는 것을 의미합니다. 이로 인해 트레이스에 시간 지연이 발생합니다. 이전 신호가 돌아오기 전에 하나의 신호가 시작될 수 있습니다. 주파수 도메인에서 트레이스에 존재하는 주파수에서 총 길이가 약 λ/10보다 크면 트레이스가 “길다”고 합니다.
간단히 말해, 임피던스를 가로지르는 RF 전압은 RF 전류를 생성합니다. 이 RF 전류는 자유 공간으로 에너지를 방출하여 EMC 제한을 위반할 수 있습니다. 이 예는 맥스웰의 방정식을 간단한 수학을 통해 PCB 라우팅과 연결합니다.
2.5 자속 방향에 대한 오른쪽 규칙
맥스웰은 전하를 이동시키면 전류가 생긴다고 말합니다. 전류는 자기장을 만듭니다. 이러한 자속의 자기선은 흔적을 따라갑니다. 오른쪽 규칙을 사용하여 자속 방향을 찾습니다. 엄지 손가락으로 전류 방향을 가리킵니다. 손가락을 구부리면 흔적 주위의 자기장이 표시됩니다. 시간에 따라 변하는 자기장은 수직 전기장을 만듭니다. RF 방사선은 이 자기장과 전기장의 혼합입니다. 전계는 방사 또는 연결된 케이블을 따라 전도를 통해 PCB를 떠날 수 있습니다.
자기장은 폐쇄 루프 경계를 따라 흐릅니다. PCB에서 소스는 트레이스를 통해 소스에서 부하로 RF 전류를 구동합니다. RF 전류는 반드시 소스로 되돌아갑니다(암페어의 법칙). 이것이 RF 전류 루프를 만듭니다. 루프는 반드시 원형일 필요는 없지만 나선형인 경우가 많습니다. 복귀 경로가 폐쇄 루프를 생성하기 때문에 자기장을 만듭니다. 자기장은 방사 전기장을 만듭니다. 근거리 자기장에서는 자성 부분이 우세할 수 있습니다. 그러나 원거리 필드에서 E/H(파동 임피던스) 비율은 약 120π Ω 또는 377Ω이며, 이 값은 소스에 의존하지 않습니다. 따라서 원거리에서는 루프 안테나와 민감한 수신기를 사용하여 자기 부분을 측정할 수 있습니다. E가 V/m인 경우 수신 전류는 A/m 단위로 E/(120π)입니다. 근거리 필드에서는 적절한 도구를 사용하여 전기 부분을 측정할 수도 있습니다.
2.6 폐쇄 루프 회로의 중요성
PCB의 RF에 대한 또 다른 간단한 보기는 그림에 표시된 일반적인 회로에서 얻을 수 있습니다. 시간 도메인 및 주파수 도메인 분석을 사용합니다. 키르히호프의 법칙과 암페어 법칙에 따르면 회로가 작동하려면 폐쇄 루프가 존재해야 합니다. 키르히호프의 전압 법칙에 따르면 모든 폐쇄 경로 주변의 전압 합은 0입니다. 암페어의 법칙은 전류와 기하학적 구조에 따라 전류가 한 지점에서 자기 유도를 일으킨다고 말합니다.
폐쇄 루프가 존재하지 않으면 신호가 소스에서 전송 라인의 부하로 이동할 수 없습니다. 스위치가 닫히면 회로가 형성되고 AC 또는 DC 전류가 흐릅니다. 주파수 영역에서 이 전류는 RF 에너지입니다. 시간 또는 주파수 영역에는 별도의 전류 종류가 존재하지 않습니다. 하나의 전류가 존재하며 두 영역 모두에서 볼 수 있습니다. RF 리턴 경로는 부하에서 소스까지 존재해야 하며, 그렇지 않으면 회로가 작동하지 않습니다. 따라서 PCB 구조는 맥스웰, 키르히호프, 암페어를 따라야 합니다.
이 모든 법칙에 따르면 회로가 예상대로 작동하려면 폐쇄 루프 네트워크가 존재해야 합니다. 그림은 이러한 일반적인 회로를 보여줍니다. 트레이스가 소스에서 부하로 이동할 때는 반드시 반환 전류 경로가 존재해야 합니다. 이것이 바로 키르히호프와 암페어입니다.
두 번째 그림은 스위치와 드라이버 E가 직렬로 연결된 것을 보여줍니다. 스위치가 닫혀 있으면 회로가 작동합니다. 열려 있으면 작동하지 않습니다. 시간 영역에서 원하는 신호는 소스에서 부하로 이동합니다. 신호에는 일반적으로 0V 접지 레퍼런스를 통과하는 리턴 경로가 있어야 합니다. RF 전류는 소스에서 부하로 흐르고 임피던스가 가장 낮은 경로를 통해 되돌아옵니다. 종종 이 경로는 접지 트레이스 또는 평면, 즉 미러 플레인을 통과합니다. 암페어의 법칙을 사용하여 RF 전류를 설명합니다.
3. 자속 최소화(자속 최소화)
3.1 자속 발생 메커니즘
“PCB에서 EMI가 어떻게 나타나는지”를 연구하기 전에 전송 라인에서 자기선이 어떻게 형성되는지 알아야 합니다. 자속이 핵심 개념입니다. 자속은 전류가 고정 또는 가변 임피던스를 통해 흐를 때 형성됩니다. 임피던스는 트레이스, 부품 리드, 비아 등에 존재합니다. PCB에 플럭스가 존재하면 RF 에너지 경로도 존재한다고 맥스웰은 말합니다. 이러한 경로는 자유 공간으로 방사되거나 케이블을 통해 전도될 수 있습니다.
3.2 플럭스 취소의 원리
PCB에서 RF 전류를 제거하기 위해 “플럭스 제거” 또는 “플럭스 최소화”를 사용합니다. 자기선은 트레이스 주위를 한 방향으로 흐릅니다. RF 리턴 경로를 소스 트레이스와 평행하고 가깝게 만들면 리턴 경로의 필드가 소스 필드와 반대 방향으로 흐릅니다. 필드가 반대 방향으로 흐르면 상쇄됩니다. 소스와 리턴 사이의 원치 않는 플럭스가 상쇄되거나 작게 유지되면 매우 작은 트레이스 에지를 제외하고는 방사 또는 전도된 RF 전류가 존재하지 않습니다. 플럭스 상쇄의 개념은 간단합니다. 하지만 설계 시 함정과 작은 실수를 주의해야 합니다. 작은 오류는 디버깅을 어렵게 만드는 많은 추가 문제를 일으킬 수 있습니다.
가장 쉬운 플럭스 제거 방법은 이미지 평면(미러 평면)을 사용하는 것입니다. 아무리 잘 라우팅해도 전기장과 자기장은 항상 존재합니다. 하지만 자기선을 제거하면 EMI가 사라집니다. 그렇게 간단합니다.
3.3 PCB 레이아웃에서 플럭스 최소화 팁
PCB 레이아웃에서 플럭스를 취소하는 방법은 무엇인가요? 많은 팁이 있습니다. 모두 직접적으로 플럭스를 취소하는 것은 아닙니다. 몇 가지 일반적인 팁을 소개합니다:
- 올바른 스택업 할당 및 임피던스 제어 기능을 갖춘 멀티 레이어 보드를 사용하세요.
- 클록 트레이스를 리턴 접지면 근처에 배치합니다(다층 PCB의 경우). 단면 또는 양면 보드의 경우 클록 트레이스 근처에 접지 트레이스 또는 가드 트레이스를 사용합니다.
- 플라스틱 패키지 내부의 자속을 0V 레퍼런스로 캡처하여 부품 방사선을 낮춥니다.
- 로직 부품을 신중하게 선택하여 부품이 방출하는 RF 스펙트럼을 줄이세요. 가능하면 에지 속도가 느린 디바이스를 사용합니다.
- 클록 드라이버(TTL/CMOS)의 RF 드라이브 전압을 줄여 트레이스의 RF 전류를 낮춥니다.
- 전원과 접지면 사이에 존재하는 접지 노이즈 전압을 낮춥니다.
- 많은 디바이스 핀이 한 번에 전환되어 큰 정전 용량 부하를 구동하는 경우 부품에 충분한 디커플링을 제공하세요.
- 링잉, 오버슈트, 언더슈트를 방지하기 위해 클록 및 신호 추적을 적절히 종료합니다.
- 데이터 회선 필터와 공통 모드 초크가 필요한 네트워크에서는 이를 사용하세요.
- 외부 I/O 케이블의 경우 바이패스 커패시터를 올바르게 사용하세요(디커플링이 아닌).
- 공통 모드 RF 에너지를 많이 방출하는 구성 요소의 경우 접지된 방열판을 제공하세요.
3.4 PCB에서 EMI의 기타 원인
목록을 보면 자속은 PCB에서 발생하는 EMI의 한 부분일 뿐이라는 것을 알 수 있습니다. 다른 원인은 다음과 같습니다:
- 회로와 I/O 케이블 사이의 공통 모드 및 차동 모드 전류.
- 자기장 구조를 생성하는 접지 루프.
- 방사형 구성 요소.
- 임피던스 불일치.
참고: 대부분의 EMI 방사선은 공통 모드 전압에서 발생합니다. 보드 또는 회로에서 이러한 공통 모드 레벨은 작은 필드로 바뀔 수 있습니다.
결론
PCB에서 EMI를 제거하려면 자속을 줄이는 것부터 시작하세요. 말로는 쉽지만 실천하기는 더 어렵습니다. RF 에너지는 눈에 보이지 않고 찾기도 어렵습니다. RF 전류가 흐르는 위치와 방향을 파악하고 위의 팁과 맥스웰, 키르히호프, 암페어의 규칙을 사용하면 의심되는 영역을 좁힐 수 있습니다. 그런 다음 실제 EMI 소스를 찾아 제거하세요.
